ПРАКТИЧЕСКОЕ ПРИМЕНЕНИЕ РАСЧЕТОВ МИКРОКАП
В УСИЛИТЕЛЯХ МОЩНОСТИ ЗЧ
Итак, немного переварив прочитанное, приступим к основному материалу,
поскольку все изложенное выше было лишь предисловием, призванным дать
первичные знания о данном симуляторе.
Основной же материал будет посвящен анализу и практическому применению
результатов анализа при создании усилителей мощности.
ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД
Для начала следует открыть файл Shema03.CIR
и внимательно рассмотрим фрагмент схемы. Если смотреть очень внимательно,
опуская те или иные нюансы, по сути на схеме изображен оконечный каскад
усилителя Ланзар и источник питания.
Нет, это точно не Ланзар — в Ланзаре используются
2SA1943-2CS5200, но ни как не MJL, значит это не Ланзар. Но в МИКРОКАП
нет моделей 2SA1943-2SC5200, а MJL3281-MJL1302 по характеристикам ОЧЕНЬ
сильно похожи на 2SA1943-2SC5200. Значит это все таки оконечный каскад
усилителя ЛАНЗАР! Или это оконечный каскад ЛИНКС-16, только вместо четырех
пар используется 2, ну допустим для нагрузки 8 Ом. Не, это скорей всего
ОМ-2, но только с добавленной парой оконечников для увеличения выходной
мощности. А может это выходной каскад усилителя VL? Не, скорей всего это…
Можно конечно и дальше тянуть кота за … хвост, но истину так и не найти
по одной простой причине — это ПРОСТО выходной
каскад усилителя мощности, который используется в очень многих
усилителях, а для примера были взяты лишь те, которые первыми пришли в
голову. Но данный выходной каскад имеет один недостаток — в нем отсутствует
защита от перегрузки. Для экспериментов "прикрутим" защиту от
НАТАЛИ-ПРО, ну и конечно же поставим генератор синусоиды, только проделайте
это самостоятельно, а для образца будет показано то, что должно получится:
С одной стороны все вроде бы верно, да вот только при расчете искажений
получается не очень красивая картина
При амплитуде входного сигнала 2 В появляется ярко выраженная "ступенька".
И это само собой разумеется — при расчете по постоянному току ток покоя
через оконечный каскад практически равен нулю. Для исправления положения
требуется ввести дополнительное смещение на базы транзисторов предпоследнего
каскада и получить примерно такую схему:
Перед тем как идти дальше, т.е. разбираться в нюансах следует проверить
основные режимы по постоянному току — величину постоянного напряжения
на выходе, ток покоя и рассеиваемые мощности элементов. Теперь можно проверить
величину искажений. Для схемы Shema04.CIR (ну
есть уже готовая схема, однако рисуя самостоятельно вы приобрели немного
опыта) получилось
Значения то получены, да только они не совсем понятны — 200m, 160m?
МИКРОКАП отображает десятые, сотые и тысячные доли
процента с использованием множителей и делителей, таких как Мега, килло,
милли, микро. В данном случае 200m означает, что это 200 милли процентов,
т.е. 0,2%, 40m — 40 милли процентов, т.е. 0,04%.
С искажениями пока все ясно — великоваты, но пока на этом заострять
внимание не будем, хотя если есть желание, то можно варьируя номиналами
R36-R37 попробовать снизить искажения, изменяя ток покоя.
Кроме оконечного каскада на схеме есть еще четверка транзисторов, которые
представляют из себя аналоги тиристоров — Q7и Q9 тиристор для положительной
полуволны сигнала, а Q8 и Q10 — для отрицательно. Эти сборки предназначены
для защиты транзисторов Q3-Q6 от перегрузки. При увеличении падения на
резисторах R6, R7, R10 и R13, вызванного повышением протекающего через
них тока, открывается Q7 для положительной полуволны и Q8 для отрицательной.
Далее происходит лавинный процесс — открываясь даже не значительно эти
транзисторы влекут за собой открытие Q9 или Q10. Это приводит к еще большему
увеличению напряжения на базах Q7 или Q8, увеличивается ток баз и транзисторы
открываются еще сильнее. В результате оба транзистора аналога тиристора
оказываются в насыщении. Это обстоятельство приводит к тому, что открытые
аналоги тиристора соединяют через D1-R18 или D2-R19 напряжение с баз Q1
или Q2 соответственно с эмиттерами Q7 или Q8, т.е. практически с выходом
усилителя. Это означает, что напряжение, приложенное на базы Q1 или Q2
уменьшается, причем довольно ощутимо — в качестве диодов используются
диоды Шотки, имеющие самое маленькое падение напряжения на P-N переходе,
а R18 и R19 значительно меньше токоограничивающих R32 и R33.
Для выяснения так ли это на самом деле следует на чертеже симулятора дорисовать
еще один резистор, один вывод которого соединить с точкой OUT, а второй
соединить с общим проводом и для начала проставить его номинал в 1000
Ом (можно конечно и проставить 1k, но для экспериментов так просто удобней).
Теперь следует задать амплитуду сигнала с генератора в 20 В и нажать ИССЛЕДОВАНИЕ
ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ, а затем посмотреть "осциллограмму"
в точке OUT и прибавить к ней "осциллограмму" с выход генератора.
Должно получиться что то похожее на
Если у Вас отличается координатная сетка и диапазон
напряжений, то можете это поправить самостоятельно — на приведенном рисунке
используется 10 делений и по вертикали и по горизонтали, а диапазон напряжений
выбран -20 В и 20 В. Синяя линяя — сигнал в точке OUT, а красная — выход
генератора. Как видно из рисунка амплитуда сигнал уменьшилась примерно
на 1,5 В. Это вызвано падением напряжений на переходах база-эмиттер каждого
каскада плюс падение на резисторах в эмиттерных цепях Q3-Q6.
Теперь следует закрыть окно просмотра "осциллограмм" и уменьшить
сопротивление, добавленного последним, резистора до 0,8 Ома и снова посмотреть,
через ИССЛЕДОВАНИЕ ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ "осциллограмму"
в точке OUT. Получившаяся осциллограмма явно отличается от предыдущей
— от синусоиды не осталось и следа. Теперь становится очевидным принцип
работы защиты — при достижении определенной амплитуд выходного сигнала
падение на резисторах R6, R10 для положительной полуволны и R7, R11 становится
достаточным, чтобы сработали аналоги тиристоров и зашунтировали базы Q1,
Q2. Это приводит к скачкообразному уменьшению амплитуды выходного сигнала
и она уже не превышает 5 В.
Теперь необходимо повторно щелкнуть по точке OUT и следом по
резистору R6. Не по выводам, а именно по самому резистору. В результате
на экране появляется следующий рисунок:
Теперь это не просто "осциллограмма" какой
то определенной точки, а напряжение приложенное к выводам элемента, в
данном случае это напряжение на выводах резистора R6. Исходя из
увиденного становится ясным, что защита срабатывает при достижении величины
падения на этом резисторе примерно 3,3 В. Вычислить протекающий ток через
резистор можно по закону Ома, но для этого потребуется калькулятор. Вместо
того, чтобы открывать штатный калькулятор можно воспользоваться уже открытым,
а именно МИКРОКАП. Для этого закрывается окно просмотра переходных процессов
и нажимается кнопка создание нового документа
Всплывает диалоговое окно, в котором нужно выбрать СХЕМУ и нажать кнопку
ОК.
Открывается новый, абсолютно чистый лист, на котором следует изобразить
следующую схему
По сути это и есть фрагмент исследуемой схемы, только R1 здесь имитирует
R6, а источник напряжение — напряжение падения. Теперь достаточно нажать
РАЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ, согласится с температурой 27 градусов
и убедится в том, что к резистору приложено именно 3,3 В. Затем выбрав
просмотр тока проверить какой же ток протекает через этот резистор:
По идее протекающий ток должен получится равным 10 А, а поскольку R6 соединен
последовательно с транзистором Q3, то и ток коллектора будет равным почти
10 А. Для используемых транзисторов это хоть не максимальная, но уже критическая
величина. Поэтому нужно уменьшать порог срабатывания защиты. Для выяснения
какие именно элементы отвечают за порог срабатывания необходимо ОЧЕНЬ
внимательно просмотреть цепи, идущие на базы транзисторов Q7 и Q8
Степень открытия Q7 и Q8 зависит от протекающего через переходы база-эмиттер
тока, который пропорционален приложенному напряжению, следовательно влиять
на это напряжение могут номиналы R8, R9, R12, R13, R14, R16, ну и конечно
же сильнее всех — R15 и R16, поскольку именно они включены параллельно
переходам база-эмиттер. Из этого не трудно сделать вывод, что увеличивая
номиналы этих резисторов порог срабатывания будет уменьшаться, а уменьшая
можно вообще отключить защиту.
В качестве тренировки попробуйте подобрать номиналы таким образом, чтобы
защита срабатывала при токе через резистор R6 5-6 ампер.
Осталось упомянуть R24, R21, D3 и R23, R25, D4. Данные цепочки необходимы
для создания небольшого смещения, необходимого для устойчивого закрытия
аналогов тиристора при переходе выходного сигнала через ноль.
Резисторы R18 и R19 введены в схему не случайно — они немного тормозят
скорость уменьшения напряжения на базах Q1 и Q2. При использовании в качестве
Q1 и Q2 биполярных транзисторов номиналы этих резисторов можно уменьшить
до величины "перемычка", а вот при использовании в качестве
предпоследнего каскада полевиков, например IRF640-IRF9640 данные резисторы
уже становятся необходимы, но об этом немного позже. А пока познакомимся
с парой новых элементов, которые могут пригодится при моделировании.
Первым будет переменный резистор, после выбора которого и установки
на схему появляется диалоговое окно для выбора номиналов:
Для выбора параметров сначала выбирается строчка
PARAM:, а затем в окошке VALUE вписывается необходимый параметр — POTSIZE
— номинал резистора, PERCENT- положение движка. При необходимости индикации
параметров в окошке SHOW ставится галочка.
Далее еще один довольно полезный элемент:
Удобство ПИНа заключается в том, что он позволяет
соединять находящиеся на большом расстоянии элементы схемы не ухудшая
ее читаемость. Другими словами выбрав ПИН и присвоив ему имя и
используя ПИН с таким же именем можно соединить два элемента, находящихся
по краям схемы, причем через схему не будет идти линия, по закону подлости
все время мешающая и автоматически соединяющаяся с различными элементами.
После выбора и установки ПИНа на схему выплывает окошка с просьбой ввести
или выбрать имя для ПИНа.
Для наглядности как это может быть приводится все та же схема оконечного
каскада, но уже с применением ПИНов.
Как видно из рисунка использование ПИНов позволило передвинуть генератор
с резисторами смещения вниз, а количество проводников, пересекающих друг
друга, уменьшилось, что сделало схему наиболее удобочитаемой.
После очередного запуска МИКРОКАП следует открыть файл Vih_kaskad_bip.CIR.
схема состоит из трех отдельных схем, соединенных между собой ПИНами,
что позволяет рассмотреть отдельно каждый фрагмент схемы. Первая схема
представляет из себя по сути окультуренный вариант схемы, на которой настраивали
защиту и вот уже с этого момента возникает необходимость
в нумерации рисунков, поэтому ЭТО рисунок 1:
Рисунок 1
Единственное отличие — введение резисторов R18 и R19, которые при работе
усилителя в класса АВ не нужны, поэтому они могут просто не монтироваться
в плату. Их роль становится понятна при работе усилителя в классе H или
G, т.е. в усилителях с двухуровневым питанием. Так же схема оснащена довольно
изрядным количеством ПИНов, где:
UPR01 — управление положительным плечом оконечного каскада,
т.е. база Q1;
UPR02 — управление отрицательным плечом оконечного каскада, т.е. база
Q2;
UPR03 — шина для подключения баз дополнительных оконечных каскадов для
положительного плеча, в случае увеличения выходной мощности;
UPR04 — шина для подключения баз дополнительных оконечных каскадов для
отрицательного, в случае увеличения выходной мощности;
Feedback — обратная связь
Protection01 — сигнальная шина для защиты положительного плеча;
Protection02 — сигнальная шина для защиты отрицательного плеча;
+U — плюсовая шина питания;
-U — минусовая шина питания.
На второй части схемы приведен подключаемый модуль, который используется
для увеличения выходной мощности усилителя, например для адаптации его
под нагрузку 2 Ома с сохранением величины напряжения питания, т.е. почти
удвоением выходной мощности и источник питания с напряжением +-60 В.
Рисунок 2
Здесь все ПИНы подключаются к одноименным ПИНам на предыдущей схеме,
а так же имеют ПИНы для подключения еще одного такого же модуля, причем
количество подключаемых модулей может быть довольно большим. Откровенно
говоря для работы МИКРОКАП было бы достаточно и по одному ПИНу — программа
автоматически соединяет ВСЕ одноименные ПИНы в одну точку, а такая "сквозная"
прокладка проводников на схеме нужна лишь для наглядности.
Ну раз есть схема, то должна быть и плата. Она действительно есть и взять
ее можно здесь. Файл многостраничный.
На странице "ВК БАЗА" основной модуль выходного каскада,
на котором устанавливаются две пары оконечных транзисторов, транзистор
термостабилизации, защита от перегрузки и дополнительные конденсаторы
фильтра питания. На странице ВК — чертеж печатной платы дополнительных
плат, которые могут подпаиваться с правой стороны "ВК БАЗА"
для увеличения выходной мощности.
Сразу же оговорка — на этой плате можно собрать ТРИ варианта выходного
каскада, а для различия им стоит дать собственные имена. Изображенная
на рисунке 1 схема будет именоваться Полностью Биполярным Выходным Каскадом
(ПБВК), схема на рисунке 3 — Комбинированным Выходным Каскадом (КВК),
ну Полностью Полевой Выходной Каскад (ППВК), который изображен на рисунке
4.
Рисунок 3
Рисунок 4
Кстати сказать, выделить несколько элементов на
схеме можно удерживая кнопку SHIFT, что и было проделано для выделения
тех элементов, которые в разных вариантах выходных каскадов отличаются
от рисунка1. Разумеется, что при использовании в качестве оконечников
IRFP240-IRFP9240 они должны запаиваться и в дополнительные модули, если
в них возникнет необходимость.
В завершении описания конечного каскада следует напомнить, что максимальное
напряжение питания не должно превышать или быть равным половине максимального
напряжения коллектор-эмиттер (сток-исток) используемых транзисторов. Например
для транзисторов 2SA1943-2SC5200 максимальное напряжение составляет 230
В, следовательно напряжение питания должно быть ниже +-115 В. Почему половина?
Потому что в тот момент когда один из транзисторов открыт почти полностью,
т.е. напряжение на его коллекторе и эмиттере в этот момент времени равно
минимальному значению к выводам коллектор-эмиттер закрытого транзистора
прилагается напряжение положительного плеча к которому добавляется напряжение
отрицательного плеча минус напряжение падение на коллектор-эмиттер открытого
транзистора.
Для больше наглядности следует открыть файл Shema04.CIR и установив амплитуду
выходного напряжения генератора в 40 В открыть окно ИССЛЕДОВАНИЕ ПЕРЕХОДНЫХ
ПРОЦЕССОВ и щелкнуть по коллектору транзистора Q5, именно по коллектору.
В левой половике экрана появится "осциллограмма", показывающая
какое именно напряжение прилагается к выводам коллектор-эмиттер данного
транзистора (рисунок 5).
Рисунок 5
Что это именно напряжение коллектор-эмиттер гласит
надпись в нижнем-левом углу окошка отображения VCE (Q5) (V), которая расшифровывается
как:
V — отображается напряжение между точками
СЕ — коллектор-эмиттер
(Q5) — транзистора Q5
(V) — единица измерения ВОЛЬТ
Как видно из рисунка, это напряжение составляет 76 В, хотя напряжение
питания каскада +-55 В, а амплитуда входного сигнала еще не максимальная.
Для получения максимального напряжения, приложенного к коллектор-эмиттер
Q5 самостоятельно увеличьте амплитуду входного сигнала до появления четко
видимого клиппинга — ограничения выходного сигнала напряжением питания.
Внешний вид плат выходного каскада со стороны монтажа с предпоследним
каскадом на IRF640-IRF9640 имеет вид, приведенный на рисунке 6.
Рисунок6
На рисунках 7, 8 и 9 представлены чертежи расположения деталей для каждого
варианта выходного каскада:
Рисунок 7. Полностью Биполряный Выходный Каскад (ПБВК)
Рисунок 8. Комбинированный Выходный Каскад (КВК)
Рисунок 9. Полностью Полевой Выходной Каскад (ППВК)
Катушка индуктивности изготавливается из медного обмоточного провода
намотанного на оправке 6…8 мм и содержит 8…10 витков. Диаметр провода
зависит от расчетной мощности усилителя. Для варианта с выходной мощностью
диаметр не должен быть меньше 1 мм, для 1000 Вт не менее2,5 мм. Если длина
катушки получается больше установочного места, то количество витков можно
сократить до нужной длины — индуктивность не слишком принципиальна в данном
случае, главное ее наличие.
Во время поиска мелких транзистров, упавших со стола на
пол, вероятность их обнаружения прямо пропорциональна размеру транзистора
и обратно пропорциональна его значению для завершения работы.
ВЫБОР УСИЛИТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ (УН)
Первым в качестве финальной конструкции первым будет рассмотрен усилитель
мощности ЛАНЗАР. По сути — это давно известная схемотехника симметричного
усилителя мощности, довольно часто используемая как в стационарной, так
и в автомобильной аудиотехники.
К базовой схеме был добавлен буферный усилитель, производящий первичное
увеличение амплитуды входного сигнала и позволяющего существенно расширить
перечень источников входного сигнала без дополнительных модулей. В качестве
ОУ выбран TL071, как самый распространенный, однако ни кто не запрещать
использовать в качестве ОУ, например AD или OPA. Принципиальная схема
усилителя напряжения изображена на рисунке 10.
Рисунок 10
Для сохранения нумерации элементов необходимо показать и вторую половину
схемы, на которой находится уже знакомый выходной каскад.
Рисунок 11.
Теперь необходимо открыть файл LANZAR_BIP.CIR
и убедится в том, что он соответствует тому, что приведено на рисунках
10 и 11. Сразу нужно сделать оговорку — подстроечные резисторы R3, R18,
R39 и R40 заменены на постоянные резисторы. Замена произведена для ускорения
работы — на переменном резисторе для смены положения движка необходимо
щелкнуть по резистору, мышкой передвинуть выбор параметра на изменение
положения движка, внести изменения (причем не всегда понятно куда идет
движок — влево или вправо) и нажать кнопку ОК. Поскольку на всех резисторах,
кроме R3, движки подстроечных резисторов соединены с одним из крайних
выводов, то гораздо удобней использовать постоянный резистор — для изменения
сопротивления достаточно двойного щелчка, с цифровой клавиатуры "забить"
новые значения сопротивления и тут же нажать "маленький" ENTER.
Рисунок 12
Для R3 (рисунок 12) вопрос положения движка более принципиален, поскольку
коф усиления ОУ будет изменяться гораздо сильнее при его перемещении —
уменьшаясь с одной стороны движка сопротивление будет расти с другой,
что гораздо сильнее будет изменять коф усиления буферного ОУ. Однако на
работоспособности и параметрах исследуемого усилителя это не отразится,
поэтому данный технологический ход вполне приемлем.
Далее собственно можно провести контрольные измерения. Первым конечно
следует произвести расчет по постоянному току.
Далее уже будет необходимо сравнивать то, что написано здесь с тем, что
показывает МИКРОКАП.
Величина постоянного напряжения на выходе усилителя получилась — 22 мВ,
что вполне приемлемо, напряжение на выводах питания ОУ практически 15
В, что тоже хорошо и переключив режим отображения тока и выключив отображение
напряжения смотрится ток покоя оконечного каскада — чуть больше 40 мА,
что тоже соответствует норме. Теперь смотрится ток покоя последнего каскада
УНа (транзисторы Q5 и Q7). Он чуть больше 17 мА. Это значение лучше запомнить
— данный усилитель уже отлажен, т.е. на нем выставлены ВСЕ необходимые
значения напряжений и токов, а ток покоя для последнего каскада УНА, находящийся
в пределах 15-25 мА позволяет получить минимальные искажения с этого каскада.
Почему акцент делается на этом каскаде?
Выключите отображения тока и запустите ИССЛЕДОВАНИЕ ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ.
Далее щелкните по выходу генератора и запомните показания амплитуды входного
сигнала (1 В). Затем "отключившись" вторым нажатием на выход
генератора посмотрите амплитуду на коллекторе Q1. Появившееся картинка
должна вызвать замешательство — от синусоиды осталось лишь легкое напоминание
скатывающейся вниз линии. Тем не менее это реальное напряжение на коллекторе
Q1, просто сильно искаженное разряжающимися под действием нагрузки конденсаторов
по питания — ведь используется не идеальный источник, а имеющий внутреннее
сопротивление, роль которого исполняют R55 и R57.
В любом случае видно, что амплитуда переменной составляющей даже меньше
чем базе — это можете проверить щелкнув по базе Q1. После ОУ амплитуда
сигнала составляет примерно 4,7 В. Но в таком случае становится непонятным
куда собственно делось напряжение, которое по логике должно усиливаться.
Теперь необходимо вспомнить принцип работы биполярного
транзистора — для его открытия необходимо изменить ТОК базы. А
для просмотра изменений тока базы как раз не нужно контролировать напряжение,
а нужно посмотреть как изменяется протекающий через R10 ток. Для этого
необходимо "отключится" от контролируемых ранее точек — коллектора
и базы Q1 и щелкнуть по резистору R10. Как видите картинка приобрела вид
более схожий с "потерянной" синусоидой, следовательно Q1 все
таки сигнал усиливает и управляет Q5. Для большей наглядности можно щелкнуть
по базе Q5, но тут нужно немного потренироваться — не всегда получается
с первого раза попасть в нужную точку. Куда нужно "целиться"
показано на рисунке 13.
Рисунок 13.
Теперь следует "отключиться" от R10 и посмотреть, что происходит
на коллекторе Q5. На появившемся рисунке видно, что амплитуда из 4,7 В
входного напряжения превратилась в 57 В. Это означает, что основное усиление
по напряжению осуществляет именно Q5 для положительной полуволны сигнала,
и Q7 — для отрицательной и от параметров этих транзисторов по сути зависят
многие параметры данного усилителя.
Для обеспечения минимальных искажений данные транзисторы
должны иметь максимально возможный коф усиления, частоту единичного усиления
не менее 150 МГц, ну и конечно же способные выдерживать прилагаемое к
их выводам напряжение. Какое? Ну это совсем не трудно выяснить — если
у Вас по прежнему отображается график напряжения на коллекторе Q5, то
наглядно видно, что напряжение изменяется от +55 до -55. При напряжении
+ 55 В приложенное напряжение будет составлять 5 В, поскольку эмиттер
подключен к +60, а при значении -55 получается +60 В + 55 В = 115 В. На
это напряжение и должны быть расчитаны используемые транзисторы.
Разумеется, что и о запасе забывать не следует — незначительное изменение
напряжения питания может вызвать довольно болезненные последствия.
Кроме этого, если повторно запустить РАСЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ
и выбрать режим отображения рассеиваемой мощности, то станет ясно, что
Q5 и Q7 еще и греются, причем довольно не плохо — примерно 1 Вт. Для корпуса
ТО-126 или ТО-220 уже требуется однозначное и безоговорочное использование
теплоотвода.
Теперь можно немного поэкспериментировать, но для начала следует зафиксировать
имеющиеся значения. В качестве базовых используем АЧХ, уровень THD, термостабильность,
ну и для наглядности посмотрим изменение формы прямоугольных импульсов.
На рисунке 14 приведена форма АЧХ в диапазоне от 15 до 25 кГц:
Рисунок 14
Как видно коф. усиления составляет чуть больше 34 дБ, причем наблюдается
завал АЧХ на краях выбранного диапазона примерно на 0,1 дБ.
Далее просчитываем уровень THD немного подкорректировав диапазоны расчетов:
Рисунок 15
В качестве опорной частоты выбирается 5 кГц, ну
источник сигнала V1 и амплитудой 1 В, это сомнений вызвать не должно,
что просчитывается сигнал с точки OUT, при температуре 27 град — тоже
должно быть понятно. Далее — проверять в течении пяти циклов.
По координатам X выбрано автоматическое определение, но после первого
же расчета окошки заполняются автоматически. По координатам Y тоже выбрано
автоматическое определение, но в в строке V(out) введены вручную параметры
60,30,2, означающие, что верхний предел отображаемого напряжения будет
составлять 60 В, нижний — 30 В, а цена деления по вертикали составляет
2 В. Эти данные позволяют определить максимальную амплитуду выходного
сигнала до клиппинга, поскольку искажения верхушки положительной полуволны
станут более наглядными.
После нажатий кнопки RUN получаются графики, приведенные на рисунке 16:
Рисунок 16
Как видно из рисунка при амплитуде 54 В, т.е. при действующем значении
равным 54 / 1,414 = 38,2 В, соответственно на нагрузке 4 Ома выходной
мощности 38,2 х 38,2 / 4 = 364,8 Вт, уровень THD составит 40 милли процента,
т.е. 0,04%.
Однако на лицо выплыла одна неприятность — выходная
мощность составляет 364 Вт, а в оконечном каскаде всего две пары
транзисторов что требует немного покопаться в дополнительной литературе
и выяснить выдеражт транзисторы подобную мощность или нет.
Прежде всего следует открыть даташит на транзисторы, которые планируется
использовать в качестве оконечного каскада, в данном случае намечается
использование 2SA1943-2SC5200.
В первых строчках описания элемента указанно:
Рисунок 17
Это означает, что производитель рекомендует для аудиосистем использовать
100 вт на одну пару. Следовательно для данного усилителя с питанием +-
60 В потребуется 4 пары транзисторов. Исходя из этого возникает несколько
способов решения данной проблемы:
1. Добавить еще 2 пары транзисторов в оконечный каскад
2. Снизить напряжение питания до величины обеспечивающей 200 Вт выходной
мощности
3. Немного подумать
По первым пунктам решение принимать будет уже каждый персонально для себя,
а для общего развится предлагается рассмотреть третий вариант — ПОДУМАТЬ.
Наиболее ярким примером из многих просмотренных схем является усилитель
RMX-850, фрагмент схемы которого приведен на рисунке 18, на котором отчетливо
видно всего три транзистора в положительном плече усилителя:
Рисунок 18
Теперь стоит ознакомится с заявленными характеристиками:
Усилитель мощности SpectrAudio RMX-850.
Спецификации:
8 Ом EIA 1 кГц 0.1% THD (Стерео) — 200 Вт
4 Ом EIA 1 кГц 0.1% THD (Стерео) — 300 Вт
2 Ом EIA 1 кГц 1% THD (Стерео) — 430 Вт
8 Ом EIA 1 kHz 0.1% THD (Мост) — 600 Вт
4 Ом EIA 1 kHz 1% THD (Мост) — 830 Вт
Соотношение "сигнал/шум" (20 Гц -20 кГц) — 100 дБ
Искажения (SMPTE-IM) — менее 0.01%
При нагрузке 8 и 4 Ома вроде все понятно, а вот на
2 Ома конструкторы данного девайса расчитывают снять с трех пар 430 Вт.
Кроме этого при мостовом включении на 4 Ома планируется получить 830 Вт.
Они не читали документацию Тошибы? Весьма сомнительно, чтобы это было
так.
Было бы не справедливо не отметить особенности схемотехники усилителя
— ток, проходящий через оконечный каскад ограничивается проходными конденсаторами,
т.е. их емкость выбрана таким образом, чтобы не превышался максимальный
ток. Однако тепловая мощность коллектора все равно остается слишком большой
и по логике он должен умереть буквально на первых тактах музыкального
сигнала, но усилители SpectrAudio считаются довольно надежными.
Поэтому смотрим еще на одну конструктивную особенность — коллекторы транзисторов
оконечного каскада являются общим проводом и крепятся на тепоотвод без
использования изолирующих прокладок, что значительно снижает тепловое
сопротивление и позволяет достаточно хорошо охлаждать кристалл транзистора.
Работа на технологическом запасе? Тоже вряд ли — SpectrAudio слишком громкое
имя и весьма сомнительно, что они могут себе позволить производить усилители
на грани возможностей.
Как ни странно, но единственный вывод, который напрашивается — рекомендованные
параметры Тошибы слишком занижены и их транзисторы могут гораздо больше,
чем заявлено в документации на транзисторы.
Откуда же взялись данные параметры? Вероятней всего данная мощность была
рассчитана на одну пару при использовании все таки изоляционных прокладок,
причем не привычной нам слюды, а теплопроводящей "резины", используемой
в большинстве импортной усилительной аппаратуре средней ценовой категории
(отечественные аналоги продукции "НОМАКОМ"). Тепловое сопротивление
данных прокладок хоть и не велико, но оно все равно больше чем у слюды,
отсюда и желание перестраховаться, т. е. обозначить параметры с запасом,
чтобы возникало меньше претензий.
Из всего выше сказанного можно сделать вывод:
— при использовании прокладок "НОМАКОМ" не рисковать и с одной
пары 2SA1943-2SC5200 "снимать" рекомендованные заводом 100 Вт;
— при использовании прокладок из слюды, толщиной 0,1 мм можно и 150 Вт
с одной пары, но с обязательным использование термопасты КПТ-8 и тщательно
шлифованной поверхностью теплоотвода в местах установки теплоотводящих
фланцев транзисторов.
Реально проведенные испытания показали, что 150 Вт с одной пары абсолютно
ни как не уменьшает надежность усилителя при условии температуры радиатора
не более 65-70 градусов. В серии тех же испытаний было выявлено, что кристалл
не успевает отдавать тепло при 250 Вт с одной пары, а 200 Вт снять вполне
реально, но при условии принудительного охлажения и температурой радиатора
не более 40 градусов.
Учитывая, то, что максимальная тепловая мощность составляет:
Рисунок 19
т. е. 150 Вт при температуре 25 градусов постоянно и непрерывно, то
150 Вт с одной пары для звукового сигнала вполне реально и достаточно
надежно, поскольку все в том же документе указанно, что это РЕКОМЕНДОВАННАЯ,
т.е. еще дающая поправки на вносимые транзисторами искажения.
Если же кому то приведенные суждения кажутся сомнительными, то ни кто
не запрещает использовать хоть по 50 Вт с одной пары — это уже персональный
выбор каждого.
Но вернемся к исследованию предлагаемого усилителя и следующим исследуемым
параметром является термостабильность. Для этого производится РАСЧЕТ
ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ и в диалоговом окне перед выдачей результатов
заполняется требуемое значение:
Рисунок 20
Для первичного анализа оставляется значение по умолчанию, т.е. предлагаемые
27 градусов, только не забываем, что интерес представляет протекающий
ток, поэтому следует сразу переключить режим отображения с напряжения
на ток.
Как видно из появившихся значений ток покоя оконечного каскада составляет
значения показанные на рисунке 21:
Рисунок 21
Как видно из рисунка 21 ток через коллектор Q12 составляет 42 мА и именно
при этой температуре был вычислен уровень THD. Но силовые транзисторы
греются, а это означает, что протекающий ток через них будет увеличиваться,
транзисторы как бы самопроизвольно приоткрываются. Как узнать как изменится
ток при нагреве? Первое, что приходит на ум — изменить параметры температуры
в диалоговом окне, выплывающем после нажатия РАСЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ
ТОКУ, но это действие будет ошибочным, поскольку в этом случае производится
нагрев ВСЕХ элементов схемы. Конечно же этот параметр имеет смысл изменить,
но не так, как показалось первоначально.
Изменение температуры всех элементов происходит при долговременной работе,
когда усилитель прогревается весь изнутри, а принудительное охлаждение
отсутствует. Эта величина сильно отличается как от температуры окружающей
среды, так и от температуры теплоотводов оконечного каскада. Поэтому наилучшим
выходом из создавшейся ситуации будет использование среднеарифметического
значения.
Выше было оговорено, что температура теплоотвода не
должна быть выше 65-70 градусов, температура окружающей среды составляет
27 градусов, следовательно вполне логично допустить, что температура внутри
корпуса измениться на половину от температуры радиаторов, т.е. 70 — 27
= 43 градуса — величина изменения температуры радиатора, следовательно
43 / 2 + 27 = 48,5 градусов будет примерная температура внутри корпуса
и это значение уже можно использовать для пересчета токов при прогреве
ВСЕХ элементов.
Однако из этого трудно определить как измениться ток покоя при нагреве
оконечного каскада, поэтому кроме редактирования общей температуры придется
отредактировать температуру отдельных элементов, в частности выходного
каскада.
Для этого необходимо дважды щелкнуть левой кнопкой мыши по редактируемому
элементу и изменить температурный параметр, указанный внизу таблицы параметров
с установленного по умолчанию UNDEFINED — НЕ ОПРЕДЕЛЕННАЯ, т.е.
во время расчетов сюда подставляется значение температуры, указанное для
всей схемы, на необходимый для получения ответа на вопрос о термостабилизации,
в данном случае на 70 градусов, т.е. поставить число 70 (рисунок 22).
Рисунок 22
Эту же операцию следует повторить для всех элементов, установленных
на тот же теплоотвод, что и оконечные транзисторы, а это Q6, Q8, Q9, Q10,
Q11, Q12 и Q13. Кстати сказать — при изменении параметров у одного из
транзисторов у включенного параллельно параметры меняются автоматически
и у остальных.
Теперь, после запуска РАСЧЕТА ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ в диалогом окне
указывается температура 48,5 градусов и нажимается ОК.
Как видно из получившихся значений ток покоя изменился, но не так как
ожиалось — он уменьшился и произошло это как раз за счет нагрева ВСЕХ
элементов. Однако для более точного анализа поведения схемы можно ввести
несколько вариантов значений как температуры внутри корпуса, так и транзисторов,
установленных на общий теплоотвод.
Ну и осталось посмотреть что будет на выходу усилителя, если подать на
вход прямоугольные импульсы. Для этого следует закрыть файл, но в предлагаемом
окне сохранения изменений отказаться от сохранения, а затем открыть его
повторно. Это гораздо быстрей, чем возвращать параметры, которые были
изменены в ходе экспериментов (рисунок 23).
Рисунок 23
Теперь необходимо создать генератор прямоугольных импульсов. Для этого
в меню компонентов необходимо выбрать PULSE SOURCE (рисунок 24).
Рисунок 24
После установки генератора на схему выплывает окно выбора типа генератора
и его параметров — рисунок 25.
Рисунок 26
Здесь был выбран генератор PULSE, но параметры пока не менялись, поскольку
для начала следует объяснить что здесь для чего. Первой и наиболее наглядной
кнопкой здесь является кнопка PLOT, позволяющая в появившемся слева
окне видеть форму импульсов, амплитуду и время длительности импульса и
паузы (рисунок 27).
Рисунок 27
Далее идут окошки ввода параметров. Первое — VZERO, т.е. напряжение
относительно нуля. Для проверки данного усилителя нужен генератор с амплитудой
1 В, но это близко к клиппингу, поэтому уменьшим амплитуду в 2 раза и
в этом окошке необходимо поставить значение "-0.5". Далее окошко
VONE, т.е. напряжение лог. единицы, но схема аналоговая, поэтому
следует поставить просто "0.5", что будет означать что амплитуда
в положительную сторону составляет 0,5 В. Далее идут пять окон P1-P5,
в которых ставиться время. Перед заполнением данных окошек необходимо
вспомнить, что это ВРЕМЯ, а для наглядности необходима частота входного
сигнала, следовательно нужно частоту перевести в время, а поскольку она
обратно пропорциональна времени, то формула получается не сложной. Т =
1 / F, где Т — время, т.е. период, через который импульс повторяется,
а F — частота. Для примера возьмем частоту 10 кГц.
Согласно формуле получается Т = 1 / 10000 = 0,0001 сек = 100 мкС. В МИКРОКАП
в качестве множители МИКРО используется знак "u", а в окошке
P5 пишется время окончания импульса. Значит в P5 должно быть записано
"100u". В окно Р1 пишется время начала фронта импульса, а поскольку
нужен прямоугольный импульс, то ставится значение "0". В окне
Р2 пишется время окончания фронта импульса, чтобы импульс был действительно
прямоугольным время окончания фронта импульса должно быть максимально
приближенно к времени начала импульса. Генератор в схеме виртуальный,
поэтому можно себе позволить идеальный генератор и просто повторить время
начала фронта импульса и время окончания фронта, т.е. поставить таке "0".
В окне Р3 пишется время начала спада импульса. Для наглядности необходим
меандр, т.е. импульсы у которых время наличия импульса равно времени его
отсутствия. Поскольку весь период равен 100 мкС, то половина периода составляет
50 мкС, поэтому в окне Р3 пишется значение "50u". В окне Р4
пишется время окончание спада импульса, но уже оговорено, что генератор
идеальный, поэтому время начала фронта совпадает с его окончанием и время
начала спада совпадает с его окончанием, поэтому в окне Р4 так же ставится
значение "50u". В итоге в окне вывода формы сигнала с генератора
должен получится следующий рисунок:
Рисунок 28
Теперь осталось подключить генератор импульсов параллельно генератору
синусоидального сигнала и установить амплитуду на последнем равной 0 В.
Затем перейти в режим ИССЛЕДОВАНИЕ ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ и посмотреть
"осциллограммы" в различных точках. Сразу следует оговориться
— придется изменить "развертку", т.е. время расчетов, поскольку
теперь частота составляет 10 кГц, вместо 200, исследуемых до этого, да
и рисунок будет несколько не тем, который ожидалось увидеть:
Рисунок 29
Как видно из рисунка 29 сигнал на входе ОУ имеет постоянную составляющую,
величиной 0,5 В — как раз половина от общей амплитуды и связанно это с
тем, что импульсы прямоугольные и требуется некоторое время на конденсатора
С1, о чем говорит смещение сигнала в минусовую область на протяжении всего
графика отображения. Если "развертку" этого
"осциллографа" изменить до 0,2 мС, то "осциллограмма"
уже приобретает более ожидаемую картину:
Рисунок 30
Как видно из осциллограммы дела обстоят не так уж плохо — небольшие
всплески на фронтах, ну и фронты-спады немного завалены. Для усилителя
HI-FI класса это вполне приемлемо.
Теперь, когда основные замеры окончены, можно немного и "побаловаться",
благо все забавы в симуляторе не угрожают выходу из строя реальных элементов
и используемые компоненты можно перегружать по всем параметрам.
Прежде всего следует снова произвести РАСЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ
и обратить внимание на мощность рассеивания R5 и R6. Она составляет примерно
720 мВт, а используемые резисторы предусмотрены на 1 Вт. Разумеется, что
держать на плате такой горячий, в буквальном смысле этого слова, элемент
не очень мудрое решение, поэтому необходимо самостоятельно подобрать номиналы
этих резисторов таким образом, чтобы тепловая мощность была равна 500
мВт, т.е. 0,5 Вт, при этом используя стандартную линейку номиналов.
Далее контролируется ток покоя дифкаскада. Переключив на режим отображения
протекающих токов на бумажке сделайте пометку какой ток протекает через
транзисторы дифкаскада. Теперь изменяя номиналы R8 и R9 добейтесь увеличения
в 2 раза тока покоя дифкаскада. После получения требуемого значения тока
покоя проконтролируйте состояние тока покоя оконечного каскада и верните
его значение на уровень 40…50 мА при помощи R18. После этого проверьте
уровень THD — должно получится приблизительно так:
Рисунок 31
Теперь необходимо уменьшить ток через дифкаскад в 2 раза, относительно
первоначального значения, снова подкорректируйте ток покоя оконечного
каскада и снова проверьте уровень THD.
Ток не выставляется? И на выходе постоянка более 10 В? Значит при уменьшении
тока покоя дифкаскада он выходит из диаппазона рабочих токов и обратная
связь уже практически не оказывает влияние на установку нуля на выходе
усилителя, следовательно этот режим не пригоден для использования.
При увеличении тока покоя дифкаскада режимы хоть и сохраняются, но начинает
увеличиваться THD, что тоже является не приемлемым.
Следовательно ток покоя выставлен оптимально и эта величина должна быть
установлена не зависимо от напряжения питания усилителя. Для примера уменьшите
напряжение питания с +-60 до +-30, проверьте осталось ли на стабилитронах
D1 и D2 15 В и теперь подберите R8 и R9 таким образом, чтобы через транзисторы
дифкаскада протекал отмеченный на бумажке ток покоя.
Далее можно поэкспериментировать с током покоя последнего каскада УНа
— транзисторами Q5 и Q7. Для этого достаточно изменить номиналы R21 и
R22, но перед этим сделайте пометку на бумаге, какой ток протекает в первоначальном
варианте схемы.
Далее, изменяя номиналы R21 и R22 уже самотоятельно проверьте как будет
меняться уровень THD в зависимости от протекающего через них тока, а поскольку
они соединены последовательно с последним каскадом УНа, то и через этот
каскад будет протекать точно такой же ток. После каждого изменения обязательно
корректируйте ток покоя оконечного каскада.
С теоретической частью, можно сказать, разобрались, поэтому можно перейти
и практической реализации. Схема по сути уже есть — рисунки 10 и 11, осталось
сравнить ее в предлагаемой печатной платой:
Рисунок 32
При детальном рассмотрении выплывает довольно много не соответствий
первоначальной схемы и платы, поэтому на каждом отличии стоит остановиться
подробней, чтобы понять логику вносимых изменений и вникнуть в некоторые
нюансы построения усилителей мощности.
Первыми по схеме идут конденсаторы С4 и С5. На схеме
это 470 мкФ, однако на плате параллельно им стоят еще какие то конденсаторы
на 0,22 мкФ. Зачем? Дело в том, что в МИКРОКАП подразумевается,
что пассивные элементы — резисторы и конденсаторы это идеальные представители
своего вида — они не имеют ни утечек, ни максимального напряжения, они
не ограничены рассеиваемыми мощностями и их вывода выдерживают токи в
сотни ампер не отгорая.
Рисунок 33
Реальность выглядит несколько иначе — у резисторов есть мощность, есть
тепловой шум, А РЕЗИСТОР МЛТ-0,125 не способен удержать на своих выводах
даже10000 В, поскольку его просто перекроет разрядом. У реальных конденсаторов
тоже есть свои ограничения — максимальное напряжение, способность пропускать
высокие частоты не внося искажений в сигнал. Поэтому используя результаты
расчетов усилителя ни коим образом нельзя использовать как истинную —
это прежде всего математическая модель, которая от реальной будет отличаться
довольно сильно — ведь модели не учитывается ни особенности разводки печатной
платы, ни типы используемых резисторов и конденсаторов. поэтому для большего
приближения к реальному усилителю, например уровень THD, можно смело умножать
на 2, а то и на 3.
По этой причине в реальный усилитель вводятся "лишние" элементы,
компенсирующие недостатки реальных и хоть немного приближая их к идеальным.
В данном случае электролитические конденсаторы С4 и С5, не способные подавлять
импульсные помехи по причине своих конструктивных особенностей, зашунтированы
пленочными конденсаторами, которые как раз и фильтруют питания в области
ВЧ пульсаций, бросков и наводок. Таким образом образуется два конденсатора
компенсирующие недостатки другу друга. Первый имеет большую емкость и
отфильтровует низкочастотные колебания по питанию операционного усилителя
(ОУ), а второй следит за ВЧ помехами и фильтрует их. Совместно с резисторами
R5 и R6 они образуют RC фильтр, а введенные стабилитроны D1 и D2 ограничивают
величину напряжения ОУ на уровне 15 В. Постоянная времени RC фильтра достаточно
велика, и о проникновении пульсаций с напряжения питания уже не может
быть и речи, поэтому емкость электролитической половинки С4, С5 можно
использовать на 220…1000мкФ, а в качестве пленочной половинки конденсаторы
на 0,1…0,47 мкФ.
Следующим "проблемным" местом является номинал
R5 и R6 — на схеме это 2,7 кОм, а на плате 3,3 кОм.
Рисунок 34
Ну тут вообще не должно ни каких проблем возникать — в одном и примеров
для самостоятельной проверки было предложено подобрать эти резисторы таким
образом, чтобы на них выделялось 0,5 Вт. Поэтому для определения необходимого
номинала, учитывающего предполагаемое напряжение питания следует установить
величину питания, подобрать номиналы этих резисторов контролируя выделяемое
на резисторах R5 и R6 тепло и выяснить необходимое сопротивление.
Следующая "проблема" рассогласования схемы
и платы — С3. По сути здесь тоже решение, что и при построении
реальных конденсаторов С4, С5 — пленочный конденсатор на 2,2 мкФ (можно
использовать и легкодоступные конденсаторы на 1 мкФ 63 В) служат для пропускания
высокочастотной составляющей сигнала, а вот включенных встречно два электролитический
конденсатора имитируют неполярный конденсатор на 47 мкФ, и отвечают за
низкочастотную часть звукового диапазона (рисунок 35).
Рисунок 35
По такому же принципу "заменен" конденсатор
С6 — рисунок 36:
Рисунок 36
Однако даже учитывая то, что стало понятным почему один идеальный конденсатор
пришлось заменить на 3, С6 на схеме 100 мкФ, а два последовательных
конденсатора на 100 мкФ это 47 мкФ. Если хочется узнать в каких
диапазонах можно менять номиналы этих конденсаторов, то создайте в МИКРОКАП
новую схему, включите в схему **** (элемент, по которому будет определяться
напряжения падения), а затем последовательно резистор на 1 кОм, имитирующий
R16 и конденсатор на 47 мкФ, имитирующий С6. Затем снимите частотную характеристику.
Далее замените 47 мкФ на 100 мкФ и снова произведите расчет АЧХ. Тоже
самое можно сделать и для емкости в 22 мкФ. Если завал менее чем на 1-2
дБ в области 30 Гц, то полученную емкость можно применять в данном усилителе.
Следующими идут D3 и D4, но их пока пропустим
и перейдем сразу к диодам D5 и D6 — на плате вообще что то не понятное:
Рисунок 37
Прежде чем пояснить почему плата не соответствует схеме (рисунок 10)
необходимо понять для чего собственно служат диоды D5 и D6.
Во первых на плате питание на УН подается через джамперы
(рисунок 38), что дает возможность без изменения платы на УН подавать
питание от отдельного источника, причем величина питающего напряжения
может быть на 8-15 В больше, чем питания силовой части. Это позволит довольно
серьезно снизить пульсации по питанию УНа, а так же существенно повысить
КПД, что приводит к довольно серьезному улучшения параметров усилителя.
Рисунок 38
Во вторых — выходной каскад может иметь три варианта
(рисунки 7-9), причем последние два варианта используют полевые транзисторы,
а это означает, для их открытия требуется напряжение смещения на затворах
порядка 4 В, в отличии 0,6 В для биполярных баз.
Ну а теперь стоит задуматься, что будет происходить при использовании
отдельного источника питания для УНа и максимальной амплитуде сигнала.
Конечно же амплитуда выходного сигнала сможет быть больше напряжения питания
выходного каскада, что приведет к насыщению предпоследнего каскада, есди
он выполнен на биполярном транзисторе, причем ток базы может достичь недопустимой
величины и переход база-эмиттер может попросту отгореть. Для исключения
такой ситуации как раз и вводятся диоды антинасыщения D5 и D6 и при использовании
в качестве предпоследнего каскада биполярных транзисторов эти диоды запаиваются
в плату горизонтально, в крайние отверстия. Однако если сигнал с УНа подается
на затворы, то необходимо давать поправку на необходимость увеличения
амплитуды, на величину упомянутых выше 4-х вольт. Кроме этого полевые
транзисторы не так критичны к повышенным напряжение на затворах — практически
у всех силовых полевиков напряжение на затворе может достигать 20 В. Следовательно
амплитуду выходного сигнала с УНа нужно ограничивать, но величина ограничения
должна быть большей (для увеличения КПД). Поэтому последовательно с диодом
антинасыщения включается стабилитрон на 4,7….8,2 В и эти элементы на
плате УНа устанавливаются вертикально.
Исходя из всего выше сказанного можно сделать вывод, что при использовании
отдельного источника питания для УНа:
— и использовании в качестве предпоследнего каскада
биполярных транзисторов напряжение питания УНа должно быть выше напряжения
питания оконечного каскада на 8-10 В;
— и использовании в качестве предпоследнего каскада полевых транзисторов,
либо же использовании в качестве оконечного каскада полевых транзисторов
и отказа от предпоследнего каскада напряжения питания УНа должно быть
выше напряжения питания оконечного каскада на 12-14 В, т.е. добавляется
4 В необходимые для смещения полевых транзисторов.
Перед рассмотрением следующего варианта следует подвести итоги этого варианта,
а именно привести схемы и ссылки на модели, чтобы выбор что нужно именно
Вам делал уже каждый самостоятельно, а не на основании слов какого нибудь
дяди Пети.
Печатные платы всех усилителей сведены в таблицу, внизу страницы.
1. Ланзар с использованием ПБВК, схема на рисунке 39, модель LANZAR_BIP.CIR,
Рисунок 39 (УВЕЛИЧИТЬ)
2. Ланзар с использованием КВК, схема на рисунке 40, модель LANZAR_KOMB.CIR.
Рисунок 40 (УВЕЛИЧИТЬ)
3. Ланзар с использованием ППВК, схема на рисунке 41, модель LANZAR_POL.CIR
Рисунок 41 (УВЕЛИЧИТЬ)
Ну а в качестве "домашнего задания" уже самостоятельно определите
уровень THD для каждого варианта и определите напряжение при котором начинается
клиппинг. Затем подключите УН к дополнительному источнику питания и повторно
проверьте уровень THD, а так же величину клиппинга.
После воплощения данного усилителя в металле получится двухэтажная конструкция,
показанная на рисунке 42 и 43.
Рисунок 43
Рисунок 43
Радиатор для последнего каскада УНа выполнен из алюминиевой пластины,
на всю ширину платы. На листе сделаны и надрезы, которые позже отогнуты
и на получившихся лепестках закреплены транзисторы последнего каскада
УНа (через изолирующие прокладки). Кроме этого радиатор выполняет роль
экрана между силовой частью усилителя и усилителем напряжения.
Подстроечный резистор буферного усилителя Х1 лучше запаять со стороны
дорожек, поскольку доступ к нему сильно ограничен. Поскольку в усилителе
на фото использован предпоследний каскад на полевых транзисторах IRF630-IRF9630
(либо более популярные IRF640-IRF9640), то на плате УНа встречно диодам
антинасыщения установлены стабилитроны. После сборки, необходимых регулировок
все соприкасающиеся детали верхнего и нижнего "этажей" законтрены
"АНТИГРАВИЕМ", что придает конструкции дополнительную жесткость
— рисунок 44.
Рисунок 44
Диапазон изменения сопротивления, регулирующего
ток покоя довольно не большой, поэтому лучше использовать подстроечный
резистор не на 3,3 кОм, показанный на фото, а на 1 кОм.
Проверку работоспособности начинают с внешнего осмотра — еще раз
проверяется требуемые номиналы запаяны на свои места, полярность электролитических
конденсаторов, диодов, стабилитронов и на своих ли местах транзисторы
и правильно ли они запаяны и только после этого начинается проверка УНа.
Для этого запаивается только ряд стоек, сводящих воедино общий провод,
назовем их передними. Транзистор термокомпенсации паяется непосредственно
на плату УНа, точки UPR01, UPR02, Feedback необходимо соединить перемычками.
Это позволит восстановить ООС, которая в рабочем состоянии замыкается
с выхода усилителя. Затем подается напряжения питание, разумеется что
последовательно первичной обмотке трансформатора установлена лампа накаливания
на 220 В и 40-60 Вт. Питание подается ТОЛЬКО на плату Уна, причем подключается
непосредственно на выводы конденсаторов фильтра питания С4 и С5, что не
позволяет ему проникнуть на оконечные транзисторы — не дадут диоды D3
и D4.
Карта напряжений приводится не будет — владение МИКРОКАПОМ
уже на достаточном уровне и проставив имеющееся у Вас напряжение питания
и запустив РАСЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ Вы получите карту
напряжений, причем ни кто не запрещает изменять предлагаемую модель, т.е.
удалить из схемы оконечный каскад, а истоник питания подключить к тому
месту, куда он подключен на реальном усилителе.
Далее проверяется способность регулировки коф усиления буферного усилителя,
т.е. подав на вход Уна синусоидальный или звуковой сигнал проверить изменения
амплитуды реального ОУ при перемещении движка резистора R3. После проверки
возможности регулировки необходимо движок в такое, при котором обеспечивается
МИНИМАЛЬНОЕ усиление буферного ОУ.
Далее проверяется возможность регулировки тока покоя. Для этого контролируется
напряжение на коллекторе и эмиттере транзистора Q6, именно на коллекторе
и эмиттере, а не относительно общего провода. Каких пределах будет изменять
напряжение на этих выводах тоже можно выяснить изменяя сопротивление резистора
R18 от нуля до величины установленного подстроечного резистора. После
проверки возможности регулировки движок подстроечного резистора необходимо
установить в такое положении, при котором напряжение на коллекторе будет
минимальным, т.е. этот транзистор должен быть полностью открыт.
Затем отключается источник питания и запаиваются задние стойки, т.е. те,
которые соединяют пины UPR01, UPR02, Feedback усилителя напряжения
и оконечного каскада. Стойки для транзистора термостабилизации можно выполнить
из более тонкого одножильного провода, либо как на фото — из изолированного
многожильного монтажного. Величина резисторов, регулирующих порог срабатывания
защиты должно быть минимально возможным, т.е. подстроечные резисторы "выкручиваются"
в положение, когда сопротивление на крайних выводах равно нулю.
Затем транзисторы платы оконечного каскада устанавливаются на теплоотвод
(через изолирующие прокладки) и подается напряжение питания уже на соответствующие
точки подключения на плате оконечного каскада, но пока не отключая токоограничивающей
лампы в первичной обмотке трансформатора.
Далее проверяется величина постоянного напряжения на выходе усилителя
и при необходимости подбирается резистор R7.
Затем регулируется ток покоя оконечного каскада. Контролировать
ток покоя можно измеряя напряжение на ОДНОМ, ЛЮБОМ из резисторов,
установленных в эмиттерных цепях оконечного каскада, сопротивление которых
может быть в пределах от 0,22 Ома до 0,47 Ом, но только все резисторы
должны быть одинакового номинала.. Рекомендуемый ток покоя составляет
35…55 мА, ну а величину напряжения на выводах упомянутых резисторов
можно рассчитать по закону Ома, но гораздо удобней ее подглядеть на схеме
симулятора.
После регулировки тока покоя оконечного каскада осталось отрегулировать
порог срабатывания защиты. Для этого токоограничивающая лампа в первичной
обмотке трансформатора удаляется — теперь сеть 220 В подается непосредственно
на первичную обмотку трансформатора, разумеется через предохранитель.
Величина тока перегорания должна быть больше максимального тока потребления
трансформатора в нормальном режиме в 1,5…2,2 раза. Расчет приблизителен,
но вполне приемлем. Например трансформатор на 300 Вт, следовательно примерны
ток будет составлять 300 Вт / 220 В = 1,36 А, следовательно предохранитель
должен быть на 2 или 3 А.
НАПОМИНАЛКА: при использовании силовых
трансформаторов более 200 Вт настоятельно рекомендуется использование
систем софт-старта.
Для регулировки порога срабатывания защиты от перегрузки
необходимо подключить АС к выходу усилителя, отрегулировать коф усиления
буферного усилителя до получения максимального сигнала с выхода усилителя
без входа в клиппинг. Затем необходимо "уменьшить громкость"
до нуля и подключить параллельно АС активную нагрузку сопротивлением 4
Ом. Это может быть нихромовая спираль для электропечей, провода к которой
подключены к тому участку, на котором тестером (мультиметром) было вымерено
сопротивление 4 Ом. Для более точного измерения необходимо сделать контрольное
измерение короткого замыкания, для чего щупы мультиметра замыкаются между
собой. Обычно мультиметры не показывают полный ноль, а показания могут
быть от 0,4 до 0,6 Ома. Это зависит от производителя мультиметров и степени
зарядки батарейки в самом измерительном приборе.
Вот на эти 0,4-0,6 Ома и следует давать поправку измеряя малые сопротивления.
Другими словами, если в режиме короткого замыкания прибор индицирует 0,4
Ома, то вымеряя участок нихромовой спирали с сопротивлением 4 Ома показания
мультиметра должны быть 4,6 Ома.
Для точной регулировки желательно использовать осциллограф и контролируя
форму сигнала вращением движков подстроечных резисторов добиваются устойчивого
срабатывания для положительного и отрицательного плеча при достижении
амплитуды сигнала 75% от максимальной.
Если осциллографа нет, то регулировку защиты можно произвести запаяв вместо
диодов D7 и D8 светодиоды, на вход усилителя подавать сигнал с частотой
40…60 Гц и вращать движки до появления даже едва заметного свечения.
Затем светодиоды необходимо заменить на те, которые должны быть по схеме
(нумерация элементов схемы рисунка 39).
В заключение описания данного усилителя стоит сказать несколько
слов о номиналах резисторов R44 и R45 на рисунке 39 и они же R42 и R43
на рисунке 40. Для биполярного предпоследнего каскада сопротивление
данных резисторов не должно превышать 1 Ом, а вообще лучше запаять перемычку.
Диоды D7 и D8 1N5817. поскольку у них минимальное падение напряжение на
переходе и от суммы падений на этих диодах и резисторах зависит как сильно
уменьшится амплитуда выходного сигнала в случае срабатывания защиты. При
использовании полевых транзисторов в предпоследнем каскаде или же в качестве
оконечного каскада сопротивление резисторов необходимо увеличить до 15…33
Ом. Величина прилагаемого к затворам транзисторов напряжения значительно
больше, чем у полностью биполярного варианта , поэтому падение напряжения
на диодах D7 и D8 уже не так принципиально, поэтому можно использовать
практически любые, желательно быстрые диоды, например HER106, ну а увеличение
сопротивления R42 и R43 (рис. 40) связанно с тем, что принципы работы
биполярного и полевого транзистора отличаются кардинально и при резком
уменьшении напряжения на затворах полевых транзисторов возникает небольшой
колебательный процесс, который имитирует нулевой потенциал для аналога
тиристора и он после открытия вместо удержания закрывается. Получается
довольно устойчивых колебательный процесс на частотах порядка 50…80
кГц, а это для оконечного каскад ОЧЕНЬ не желательно. Для подавления этого
процесса и была снижена скорость разрядки затворов полевых транзисторов.
Для проверки описанных процессов измените номинал резистора R51 (рис.
40) на 3 Ома, подберите номиналы R57 и R58 до устойчивого срабатывания
защиты при 3/4 от максимального выходного сигнала. затем уменьшите R42
и R43 до нуля, увеличьте амплитуду входного сигнала до получения 100%
выходной мощности и посмотрите сигнал на выходе усилителя при помощи ИССЛЕДОВАНИЯ
ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ.
Автор: М. Майоров (det)Теги: